Prezentace se nahrává, počkejte prosím

Prezentace se nahrává, počkejte prosím

Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz Martin Ryneš 2007 ČVUT - Fakulta elektrotechnická Katedra elektromagnetického pole.

Podobné prezentace


Prezentace na téma: "Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz Martin Ryneš 2007 ČVUT - Fakulta elektrotechnická Katedra elektromagnetického pole."— Transkript prezentace:

1 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz Martin Ryneš 2007 ČVUT - Fakulta elektrotechnická Katedra elektromagnetického pole

2 Frekvenční pásmo 18 ÷ 26.5 GHz Zisk9,5 ÷ 11dB Vstupní činitel odrazu< -9,1dB Výstupní činitel odrazu< -11dB Výstupní výkon P -1dB > 14 dBm Použité tranzistory První stupeň EPB118A5-70 Druhý stupeňEPA118A5-70 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 2 z 20 Parametry: Podrobný popis realizace je popsán v [1]

3 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 3 z 20 Blokové schéma zapojení s odhadnutými parametry: Každý stupeň zapojen v balanční struktuře => dobré  1 a  2, zvýšení P -1dB asi o 2dB (+3dB získáme balanční strukturou a maximálně –1dB ztráty v děliči výkonu. Děliče výkonu - kompenzované Wilkinsonovy členy Blokovací kondensátory – SMD nF KEMET, mají průchozí útlum 0,7 ÷ 1dB Konektory – SMA, mají průchozí útlum až 1dB. Obr. 2Blokové schéma zapojení

4 Volba substrátu: CuClad 233ε r =2.33, tgδ=0,0013 na frekvenci 10 GHz,ale na frekvenci 26GHz má ztráty již 20dB/m, tloušťka pokovení=0,033mm. Tloušťka substrátu = 0,508mm – šířka 50Ω vedení = 1,55mm, λ/2=4,68mm na f=22,25GHz Značné vyzařování ze substrátu díky rozptylovému poli – nelze použít. Musí se použít slabší substrát, nebo substrát s vyšším ε r. Poté se pole uzavírá více pod mikropáskem a nevystupuje vně. Při použití vyššího ε r dostáváme menší vlnovou délku a obvod vychází značně malý. Tenčí substrát – menší mechanická odolnost obvodu. (v našem případě menší odolnost není na závadu a proto volíme substrát tloušťky 0,254mm) 0,254mm – potlačené vyzařování šířka 50Ω vedení = 0,74mm, λ/2=4,76mm na f=22,25GHz Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 4 z 20 Zapojení komponent: Veškeré použité komponenty mají nenulové fyzické rozměry, které již při těchto používaných frekvencích vytváří rozptylové pole, jehož velikost a rozložení není jednoduché spočítat. Dá se pouze hrubě odhadnou. Proto jsou všechny použité komponenty zapojeny ve struktuře, v které byly měřeny a v které je již toto rozptylové pole změřeno a započítáno. Například kondenzátor SMD 0603 má výšku 0,8 mm. Dá se tedy odhadnout, že v prostoru do 0,4 mm od této součástky se vyskytuje rozptylové pole, které se výskytem jakékoliv komponenty, která se zde nenacházela v době měření naruší a součástka nebude odpovídat změřeným rozptylovým parametrům. Proto jsou veškeré součástky zapojeny ve struktuře, v které byly měřeny. To znamená v 50 Ω vedení.

5 Tranzistory Referenční roviny přetransformované ze středu na okraj součástky pomocí 50 Ω vedení délky 0,889 mm (což je poloměr pouzdra tranzistoru) obr.4. Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 5 z 20 X v šechny komponenty měřeny na použitém substrátu v 50Ω vedení vektorovým analyzátorem E8364A s referenčními rovinami ve středu pouzdra součástky. Simulace použitých komponent: Obr. 4Měření tranzistoru Kondenzátory SMD nF Referenční roviny přetransformované ze středu na okraj součástky pomocí 50 Ω vedení délky 0,8mm (což je polovina délky SMD pouzdra) zobrazeno na obr.3. Obr. 3Měření kondensátoru

6 Simulace použitých komponent: Odpory SMD 0603 Použité náhradní schéma z [2] (obr.5.) s referenčními rovinami na okraji součástky (obr.6.), které bylo měřeno na CuClad233 tloušťky 0,5mm. Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 6 z 20 R – hodnota odporu, Ls – sériová indukčnost, Cs – parazitní kapacita pouzdra, Cp – kapacita převážně pájivých plošek na substrátu Cp=0,047 pF, Cs=0,039 pF, Ls=0,44 nH Při přechodu na substrát tloušťky 0,254 mm máme poloviční tloušťku substrátu a poloviční šířku vedení. Můžeme tedy použít stejnou hodnotu Cp, jako u substrátu tloušťky 0,5 mm. Hodnoty Cs a Ls jsou parametry pouzdra a při přechodu na tenčí substrát se nějak výrazně nezmění. Při této náhradě se dopouštíme nepřesnosti, ale vzhledem k tomu, že se tento odpor nachází za filtrem, kde se již nevyskytuje vf-složka, je tato chyba nepodstatná. Ve Wilkinsonově členu se však vf- složka nachází. Praxe však ukazuje, že tato chyba je díky malé citlivosti Wilkinsonova členu na změnu parametrů komponent zanedbatelná. Obr. 5Náhradní schéma odporu Obr. 6Měřená struktura odporu

7 Návrh: Iterační metoda 1 - simulace vede k relativně složitější struktuře, která již v horním frekvenčním pásmu nesouhlasí s realizací. - má dobré nasimulované parametry – útlum vstupního odrazu jedné větve zesilovačelepší, než 5dB. Návrh pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku 1 - vede k velmi jednoduché struktuře - simulace souhlasí s realizací i na vyšších frekvencích - mnohem horší přizpůsobení (minimální útlum odrazu 1,5dB) Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 7 z 20 Návrh pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku vede k fungující realizaci, která byla v praxi ověřena. Proto se v následném textu zabývám návrhem pomocí této metody. Neznamená to však, že iterační metoda nevede k cíli. Použily-li by jsme v návrhu přesnější modely komponent, mohli by jsme pravděpodobně pomocí iterační metody dosáhnout lepších parametrů, než které jsme dosáhli návrhem pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku. 1 Iterační metoda a metoda pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku je popsána v [3]

8 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 8 z 20 Návrh vstupních a výstupních napájecích filtrů: Napájecí filtry slouží k oddělení stejnosměrné složky od složky vysokofrekvenční. Na obr.7 je nakreslen funkční princip. Vedení nízké impedance délky /4 transformuje otevřený konec do místa VF-zkratu, který se opět vedením vysoké impedance transformuje jako otevřený konec a připojený VF-obvod vidí vysokou impedanci Z IN. V místě VF-zkratu pak můžeme připojit stejnosměrné napájení tranzistoru. Na obr.8 je layout vstupního filtru a na obr.9 jeho vstupní impedance. Kapacita zajišťuje VF zkrat v místě připojení stejnosměrného zdroje mimo frekvenční pásmo a odpor je zapojen pro dosažení stabilizace zejména na nižších kmitočtech, které filtr propouští. Výstupní filtr funguje taktéž, jenom je vyřazen odpor, neboť do source tranzistoru teče proud a to může způsobit velké úbytky napětí. Obr. 7Princip napájecího filtru Obr. 8Layout napájecího filtru Obr. 9Vstupní impedance filtru

9 Návrh větve prvého stupně: Samotný tranzistor EPB018A-70 – má dobré přizpůsobení na výstupu (útlum odrazu =10 dB) => na výstupu pouze blokovací kondenzátor a není třeba přizpůsobení. Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovačstrana 9 z 20 Simulováno s SMD kondenzátorem na výstupu pro dosažení absolutní stability dle obr.11. Nalezení vstupního přizpůsobovacího obvodu VPO (obr.12.) tak, aby Γ G leželo uvnitř příslušných kružnic konstantního výkonového zisku (GACIR) se ziskem 6dB (obr.10). Obr. 11Schéma zapojení simulace Obr. 12Layout VPO (vstupní přizpůsobovací obvod)Obr. 10Kružnice konstant. dosažit zisku

10 Následuje připojení vstupního blokovacího kondenzátoru přes 50 ohmové vedení a připojení 50 ohmového vedení mezi výstupní kondenzátor a výstup tranzistoru (obr. 13). Nedosáhneme však zisku 6dB, který jsme simulovali v kružnicích konstantního dosažitelného zisku, neboť ty jsou definovány pro ideálně přizpůsobený výstup, což v našem případě není splněno. Simulace sloužila pouze k hrubému zjištění struktury VPO a ne pro zjištění přesných rozměrů, odrazů a zisku. Rozměry jednotlivých struktur se doladí pro dosažení maximálního a vyrovnaného zisku. Ladíme rozměry l 1,w 1,l 2 a délky připojených 50 ohmových vedení. Poté připojíme napájecí filtry a rozměry komponent opět doladíme. Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 10 z 20 Návrh větve prvého stupně: Obr. 13Zapojení větve prvého stupně

11 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 11 z 20 Návrh větve prvého stupně: Na obr. 14 je nakreslen výsledný layout větve prvého stupně a na obr.16 jeho simulované průběhy s-parametrů. Zisk vyšel asi o 1dB menší díky odrazům na konektorech a zvýšeným ztrátám v substrátu. Obr. 14Layout větve prvého stupně Obr. 15Změřené průběhy větve prvého stupně CH2 – S21, CH1 – S11 Obr. 16Simulovaný zisk větve prvého stupně

12 Návrh větve druhého stupně - VPO: Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 12 z 20 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Tranzistor EPA018A-70 – Nemá již na výstupu dobré přizpůsobení. Je nutno přizpůsobit i výstup. Připojme tedy na výstup opět kondenzátor SMD 10 nF pro dosažení větší stability (obr. 17) a zobrazme si kružnice konstantního dosažitelného zisku pro co možná nejvyšší zisk, pro který by jsme byli schopni vytvořit vstupní přizpůsobovací obvod VPO (obr. 18). Opět stejně najdeme VPO jako v případě větve prvého stupně (strana 9.) Obr. 17Schéma zapojení simulaceObr. 18Kružnice konstant. dosažit. zisku

13 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 13 z 20 Připojme tedy na vstup opět kondenzátor SMD 10 nF pro dosažení větší stability (obr. 20.) a zobrazme si kružnice konstantního výkonového zisku pro co možná nejvyšší zisk (Obr. 21), pro který by jsme byli schopni vytvořit výstupní přizpůsobovací obvod VYSPO (obr. 19). Návrh větve druhého stupně - VYSPO: Obr. 20Schéma zapojení simulaceObr. 21Kružnice konstant. výkonového zisku Obr. 19Layout VYSPO

14 Následně připojíme k tranzistoru EPA 018A-70 VPO i VYSTPO s blokovacími kondensátory (spolu s 50Ω vedením pro dosažení struktury, ve které byly měřeny), jak je zobrazeno na obr. 22. Veškeré rozměry doladíme pro dosažení maximálního zisku a připojíme napájecí filtry. Poté opět doladíme rozměry komponent. Nesmíme však zapomenout na minimální délku (asi 0,4 mm) 50Ω vedení u součástek, abychom neovlivnili jejich rozptylové pole. Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 14 z 20 Návrh větve druhého stupně: Obr. 22Zapojení větve druhého stupně

15 Návrh větve druhého stupně: Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 15 z 20 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Na obr. 23 je nakreslen výsledný layout větve druhého stupně a na obr.25 jeho simulované průběhy s-parametrů. Změřený zisk (obr. 24) vyšel opět menší díky odrazům na konektorech, zvýšeným ztrátám v substrátu a v tomto případě i pravděpodobně nepřesností simulace. Obr. 23Layout větve druhého stupně Obr. 25Simulovaný zisk větve druhého stupně Obr. 24Žměřené s-parametry větve druhého stupně CH2 – S21, CH1 – S11

16 Návrh Wilkinsonova členu: Teoretický návrh Wilkinsonova členu je popsán v [4]. V místě rozbočení jsem použil model impedančního skoku z šířky w 1 =0,94 na šířku 2xw 2 =1,1mm. Pro odpor jsem použil náhradní obvod popsaný v [2], který je nakreslen na obr.5. Odpor je zapojen oběma póly na střed konců větví a posunut asi o 3/4 šířky odporu směrem dovnitř Wilkinsonova členu, aby cesta proudů přes jednu větev a přes odpor+druhou větev byla elektricky shodná a dosáhli jsme co největší izolace mezi branami 2 a 3. Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 16 z 20 Obr. 26Layout Wilkinsonova členu Obr. 27Simulovaný Wilkinsonův člen

17 Sestavení balanční struktury: Jednotlivé komponenty sestavíme dohromady. Mezi stupni se nachází dvě vedení délek λ/4 Wilkinsonových členů za sebou, což dáva dohromady vedení délky λ/2, které se muže vynechat. Na obr. 28 označeno červenou tečkovanou čarou. Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 17 z 20 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Obr. 28Layout celého dvoustupňového zesilovače

18 Měření: Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 18 z 20 Obr. 29Simulované s-parametry celého zesilovače Obr. 30Změřený zesilovač CH1 – S11, CH2 – S21 Obr. 31Změřený zesilovač CH1 – S22 Na obr. 29 je zobrazen výsledek simulace celého dvoustupňového zesilovače a na obr. 30 a 31 jsou změřené s-parametry. Je vidět, že opět dostáváme zisk asi o 2 dB nižší, což zapříčinily převážně ztráty v substrátu a odrazy na konektorech. Zesilovač je absolutně stabilní i na nižších frekvencích.

19 Dosažení P -1dB Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 19 z 20 f [GHz]U SD [V]U G [V]G [dB]P 1dB [dBm] 183,709, ,7011, ,7010,5814 V tabulce 1 je změřen výstupní výkon P 1dB. Je vidět, že zesilovač nedosahuje předpokládaného výstupního výkonu P 1dB =21 dB. Je to způsobeno chybným odhadem napsaným na straně 3. Výstupní výkon P 1dB =21dBm získáme za podmínky, že se oba dva stupně nacházejí v 1dB kompresním bodě. V našem případě se musí nacházet v 1dB kompresi pouze druhý stupeň. Můžeme tedy říci, že prvý stupeň není schopný plně vybudit stupeň druhý a tím nejsme schopni dosáhnout výstupního výkonu P 1dB =21dB, ale výkon o 3dB menší. Tab. 1Změřené P 1dB v daných pracovních bodech tranzistorů Pokles výkonu P 1dB s rostoucí frekvencí se dá vysvětlit tím, že tranzistory přecházejí do nelineárního režimu a jejich změřené malosignálové s-parametry neodpovídají skutečnosti. Podíváme-li se na kružnice konstantního výkonového a dosažitelného zisku na obr.10,18 a hlavně na obr.21, vidíme, že se s rostoucí frekvencí snižují a roste tedy pravděpodobnost, že se v nelineárním režimu dostanou s-parametry tranzistoru mimo příslušné kružnice a klesne zisk, který má za následek snížení P 1dB.

20 ■ Teoretické znalosti, které jsou k návrhu takovýchto mikrovlnných obvodů nutné, je možné získat v následujících předmětech nabízených katedrou elektromagnetického pole FEL ČVUT v Praze: ■ X17PME – Planární mikrovlnná technika ▪ zabývá se různými typy mikrovlnných vedení, strukturami a návrhem pasivních planárních prvků (např. Wilkinsonovy děliče výkonu, hybridní členy, odbočnice, filtry…) ■ X17AMO – Aktivní mikrovlnné obvody ▪ zabývá se problematikou impedančního přizpůsobování a návrhem aktivních mikrovlnných obvodů, jako jsou zesilovače, směšovače a násobiče ■ X17CAM – CAD pro mikrovlnnou techniku ▪ základy práce v profesionálním návrhovém CAD softwaru AWR Microwave Office ■ X17MMS – Mikrovlnné měřicí systémy ▪ zabývá se měřením mikrovlnných komponent a systémů, skalárními i přesnými vektorovými měřeními (např. měření s-parametrů tranzistoru) ■ X17LTM – Laboratoř mikrovln, antén a optických komunikací ▪ návrh a praktická realizace mikrovlnných nebo optických komponent – projekt řeší skupina studentů (např. realizace planárního mikrovlnného děliče výkonu, optické vláknové odbočnice) Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 20 z 20

21 Reference: [1]Rynes M.: “Tranzistorovy vykonovy zesilovac 18-26,5 GHz”, CVUT FEL, katedra radioelektrotechniky, 2007 [2] Hoffmann K.: “Equivalent Circuit of SMD Resistors 0603 Valid up to 12 GHz”, 10 th International Scientific Conference Radioelektronika 2000, September , Slovak University of Technology in Bratislava, side IV58-IV61 [3]Hoffmann K.: “Aktivní mikrovlnné obvody”, vydavatelství ČVUT, 2004 [4]Hoffmann K.: “Planární mikrovlnné obvody”, vydavatelství ČVUT, 2003 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 21 z 20


Stáhnout ppt "Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz Martin Ryneš 2007 ČVUT - Fakulta elektrotechnická Katedra elektromagnetického pole."

Podobné prezentace


Reklamy Google