Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz

Prezentace na téma: "Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz"— Transkript prezentace:

1 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26,5GHz
Martin Ryneš 2007 ČVUT - Fakulta elektrotechnická Katedra elektromagnetického pole

2 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Parametry: Frekvenční pásmo 18 ÷ 26.5 GHz Zisk 9,5 ÷ 11dB Vstupní činitel odrazu < -9,1dB Výstupní činitel odrazu < -11dB Výstupní výkon P-1dB > 14 dBm Použité tranzistory První stupeň EPB118A5-70 Druhý stupeň EPA118A5-70 Podrobný popis realizace je popsán v [1] Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 2 z 20

3 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Blokové schéma zapojení s odhadnutými parametry: Každý stupeň zapojen v balanční struktuře => dobré 1 a 2, zvýšení P-1dB asi o 2dB (+3dB získáme balanční strukturou a maximálně –1dB ztráty v děliči výkonu. Děliče výkonu - kompenzované Wilkinsonovy členy Blokovací kondensátory – SMD nF KEMET, mají průchozí útlum 0,7 ÷ 1dB Konektory – SMA, mají průchozí útlum až 1dB Obr. 2 Blokové schéma zapojení Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 3 z 20

4 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Volba substrátu: CuClad 233 εr=2.33, tgδ=0,0013 na frekvenci 10 GHz,ale na frekvenci 26GHz má ztráty již 20dB/m, tloušťka pokovení=0,033mm. Tloušťka substrátu = 0,508mm – šířka 50Ω vedení = 1,55mm, λ/2=4,68mm na f=22,25GHz Značné vyzařování ze substrátu díky rozptylovému poli – nelze použít. Musí se použít slabší substrát, nebo substrát s vyšším εr. Poté se pole uzavírá více pod mikropáskem a nevystupuje vně. Při použití vyššího εr dostáváme menší vlnovou délku a obvod vychází značně malý. Tenčí substrát – menší mechanická odolnost obvodu. (v našem případě menší odolnost není na závadu a proto volíme substrát tloušťky 0,254mm) 0,254mm – potlačené vyzařování šířka 50Ω vedení = 0,74mm, λ/2=4,76mm na f=22,25GHz Zapojení komponent: Veškeré použité komponenty mají nenulové fyzické rozměry, které již při těchto používaných frekvencích vytváří rozptylové pole, jehož velikost a rozložení není jednoduché spočítat. Dá se pouze hrubě odhadnou. Proto jsou všechny použité komponenty zapojeny ve struktuře, v které byly měřeny a v které je již toto rozptylové pole změřeno a započítáno. Například kondenzátor SMD 0603 má výšku 0,8 mm. Dá se tedy odhadnout, že v prostoru do 0,4 mm od této součástky se vyskytuje rozptylové pole, které se výskytem jakékoliv komponenty, která se zde nenacházela v době měření naruší a součástka nebude odpovídat změřeným rozptylovým parametrům. Proto jsou veškeré součástky zapojeny ve struktuře, v které byly měřeny. To znamená v 50 Ω vedení. Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 4 z 20

5 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Simulace použitých komponent: všechny komponenty měřeny na použitém substrátu v 50Ω vedení vektorovým analyzátorem E8364A s referenčními rovinami ve středu pouzdra součástky. Kondenzátory SMD nF Referenční roviny přetransformované ze středu na okraj součástky pomocí 50 Ω vedení délky 0,8mm (což je polovina délky SMD pouzdra) zobrazeno na obr.3. Tranzistory Referenční roviny přetransformované ze středu na okraj součástky pomocí 50 Ω vedení délky 0,889 mm (což je poloměr pouzdra tranzistoru) obr.4. Obr. 3 Měření kondensátoru Obr. 4 Měření tranzistoru Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 5 z 20 X

6 Simulace použitých komponent:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Simulace použitých komponent: Odpory SMD 0603 Použité náhradní schéma z [2] (obr.5.) s referenčními rovinami na okraji součástky (obr.6.), které bylo měřeno na CuClad233 tloušťky 0,5mm. Obr. 6 Měřená struktura odporu Obr. 5 Náhradní schéma odporu Při přechodu na substrát tloušťky 0,254 mm máme poloviční tloušťku substrátu a poloviční šířku vedení. Můžeme tedy použít stejnou hodnotu Cp, jako u substrátu tloušťky 0,5 mm. Hodnoty Cs a Ls jsou parametry pouzdra a při přechodu na tenčí substrát se nějak výrazně nezmění. Při této náhradě se dopouštíme nepřesnosti, ale vzhledem k tomu, že se tento odpor nachází za filtrem, kde se již nevyskytuje vf-složka, je tato chyba nepodstatná. Ve Wilkinsonově členu se však vf-složka nachází. Praxe však ukazuje, že tato chyba je díky malé citlivosti Wilkinsonova členu na změnu parametrů komponent zanedbatelná. R – hodnota odporu, Ls – sériová indukčnost, Cs – parazitní kapacita pouzdra, Cp – kapacita převážně pájivých plošek na substrátu Cp=0,047 pF, Cs=0,039 pF, Ls=0,44 nH Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 6 z 20

7 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Návrh: Iterační metoda1 - simulace vede k relativně složitější struktuře, která již v horním frekvenčním pásmu nesouhlasí s realizací. - má dobré nasimulované parametry – útlum vstupního odrazu jedné větve zesilovače lepší, než 5dB. Návrh pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku1 - vede k velmi jednoduché struktuře - simulace souhlasí s realizací i na vyšších frekvencích - mnohem horší přizpůsobení (minimální útlum odrazu 1,5dB) Návrh pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku vede k fungující realizaci, která byla v praxi ověřena. Proto se v následném textu zabývám návrhem pomocí této metody. Neznamená to však, že iterační metoda nevede k cíli. Použily-li by jsme v návrhu přesnější modely komponent, mohli by jsme pravděpodobně pomocí iterační metody dosáhnout lepších parametrů, než které jsme dosáhli návrhem pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku. 1 Iterační metoda a metoda pomocí kružnic konstantního výkonového a dosažitelného zisku je popsána v [3] Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 7 z 20

8 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Návrh vstupních a výstupních napájecích filtrů: Napájecí filtry slouží k oddělení stejnosměrné složky od složky vysokofrekvenční. Na obr.7 je nakreslen funkční princip. Vedení nízké impedance délky /4 transformuje otevřený konec do místa VF-zkratu, který se opět vedením vysoké impedance transformuje jako otevřený konec a připojený VF-obvod vidí vysokou impedanci ZIN. V místě VF-zkratu pak můžeme připojit stejnosměrné napájení tranzistoru. Na obr.8 je layout vstupního filtru a na obr.9 jeho vstupní impedance. Kapacita zajišťuje VF zkrat v místě připojení stejnosměrného zdroje mimo frekvenční pásmo a odpor je zapojen pro dosažení stabilizace zejména na nižších kmitočtech, které filtr propouští. Výstupní filtr funguje taktéž, jenom je vyřazen odpor, neboť do source tranzistoru teče proud a to může způsobit velké úbytky napětí. Obr. 7 Princip napájecího filtru Obr. 8 Layout napájecího filtru Obr. 9 Vstupní impedance filtru Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 8 z 20

9 Návrh větve prvého stupně:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Návrh větve prvého stupně: Samotný tranzistor EPB018A-70 – má dobré přizpůsobení na výstupu (útlum odrazu =10 dB) => na výstupu pouze blokovací kondenzátor a není třeba přizpůsobení. Simulováno s SMD kondenzátorem na výstupu pro dosažení absolutní stability dle obr.11. Nalezení vstupního přizpůsobovacího obvodu VPO (obr.12.) tak, aby ΓG leželo uvnitř příslušných kružnic konstantního výkonového zisku (GACIR) se ziskem 6dB (obr.10). Obr. 11 Schéma zapojení simulace Obr. 10 Kružnice konstant. dosažit zisku Obr. 12 Layout VPO (vstupní přizpůsobovací obvod) Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 9 z 20

10 Návrh větve prvého stupně:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Návrh větve prvého stupně: Následuje připojení vstupního blokovacího kondenzátoru přes 50 ohmové vedení a připojení 50 ohmového vedení mezi výstupní kondenzátor a výstup tranzistoru (obr. 13). Nedosáhneme však zisku 6dB, který jsme simulovali v kružnicích konstantního dosažitelného zisku, neboť ty jsou definovány pro ideálně přizpůsobený výstup, což v našem případě není splněno. Simulace sloužila pouze k hrubému zjištění struktury VPO a ne pro zjištění přesných rozměrů, odrazů a zisku. Rozměry jednotlivých struktur se doladí pro dosažení maximálního a vyrovnaného zisku. Ladíme rozměry l1,w1,l2 a délky připojených 50 ohmových vedení. Poté připojíme napájecí filtry a rozměry komponent opět doladíme. Obr. 13 Zapojení větve prvého stupně Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 10 z 20

11 Návrh větve prvého stupně:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Návrh větve prvého stupně: Na obr. 14 je nakreslen výsledný layout větve prvého stupně a na obr.16 jeho simulované průběhy s-parametrů. Zisk vyšel asi o 1dB menší díky odrazům na konektorech a zvýšeným ztrátám v substrátu. Obr. 14 Layout větve prvého stupně Obr. 15 Změřené průběhy větve prvého stupně CH2 – S21, CH1 – S11 Obr. 16 Simulovaný zisk větve prvého stupně Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 11 z 20

12 Návrh větve druhého stupně - VPO:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Návrh větve druhého stupně - VPO: Tranzistor EPA018A-70 – Nemá již na výstupu dobré přizpůsobení. Je nutno přizpůsobit i výstup. Připojme tedy na výstup opět kondenzátor SMD 10 nF pro dosažení větší stability (obr. 17) a zobrazme si kružnice konstantního dosažitelného zisku pro co možná nejvyšší zisk, pro který by jsme byli schopni vytvořit vstupní přizpůsobovací obvod VPO (obr. 18). Opět stejně najdeme VPO jako v případě větve prvého stupně (strana 9.) Obr. 17 Schéma zapojení simulace Obr. 18 Kružnice konstant. dosažit. zisku Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 12 z 20

13 Návrh větve druhého stupně - VYSPO:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Návrh větve druhého stupně - VYSPO: Připojme tedy na vstup opět kondenzátor SMD 10 nF pro dosažení větší stability (obr. 20.) a zobrazme si kružnice konstantního výkonového zisku pro co možná nejvyšší zisk (Obr. 21), pro který by jsme byli schopni vytvořit výstupní přizpůsobovací obvod VYSPO (obr. 19). Obr. 19 Layout VYSPO Obr. 20 Schéma zapojení simulace Obr. 21 Kružnice konstant. výkonového zisku Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 13 z 20

14 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Návrh větve druhého stupně: Následně připojíme k tranzistoru EPA 018A-70 VPO i VYSTPO s blokovacími kondensátory (spolu s 50Ω vedením pro dosažení struktury, ve které byly měřeny), jak je zobrazeno na obr. 22. Veškeré rozměry doladíme pro dosažení maximálního zisku a připojíme napájecí filtry. Poté opět doladíme rozměry komponent. Nesmíme však zapomenout na minimální délku (asi 0,4 mm) 50Ω vedení u součástek, abychom neovlivnili jejich rozptylové pole. Obr. 22 Zapojení větve druhého stupně Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 14 z 20

15 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Návrh větve druhého stupně: Na obr. 23 je nakreslen výsledný layout větve druhého stupně a na obr.25 jeho simulované průběhy s-parametrů. Změřený zisk (obr. 24) vyšel opět menší díky odrazům na konektorech, zvýšeným ztrátám v substrátu a v tomto případě i pravděpodobně nepřesností simulace. Obr. 23 Layout větve druhého stupně Obr. 24 Žměřené s-parametry větve druhého stupně CH2 – S21, CH1 – S11 Obr. 25 Simulovaný zisk větve druhého stupně Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 15 z 20

16 Návrh Wilkinsonova členu:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Návrh Wilkinsonova členu: Teoretický návrh Wilkinsonova členu je popsán v [4]. V místě rozbočení jsem použil model impedančního skoku z šířky w1=0,94 na šířku 2xw2=1,1mm. Pro odpor jsem použil náhradní obvod popsaný v [2], který je nakreslen na obr.5. Odpor je zapojen oběma póly na střed konců větví a posunut asi o 3/4 šířky odporu směrem dovnitř Wilkinsonova členu, aby cesta proudů přes jednu větev a přes odpor+druhou větev byla elektricky shodná a dosáhli jsme co největší izolace mezi branami 2 a 3. Obr. 26 Layout Wilkinsonova členu Obr. 27 Simulovaný Wilkinsonův člen Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 16 z 20

17 Sestavení balanční struktury:
Vysokofrekvenční výkonový zesilovač GHz Sestavení balanční struktury: Jednotlivé komponenty sestavíme dohromady. Mezi stupni se nachází dvě vedení délek λ/4 Wilkinsonových členů za sebou, což dáva dohromady vedení délky λ/2, které se muže vynechat. Na obr. 28 označeno červenou tečkovanou čarou. Obr. 28 Layout celého dvoustupňového zesilovače Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 17 z 20

18 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Měření: Na obr. 29 je zobrazen výsledek simulace celého dvoustupňového zesilovače a na obr. 30 a 31 jsou změřené s-parametry. Je vidět, že opět dostáváme zisk asi o 2 dB nižší, což zapříčinily převážně ztráty v substrátu a odrazy na konektorech. Zesilovač je absolutně stabilní i na nižších frekvencích. Obr. 29 Simulované s-parametry celého zesilovače Obr. 30 Změřený zesilovač CH1 – S11, CH2 – S21 Obr. 31 Změřený zesilovač CH1 – S22 Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 18 z 20

19 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Dosažení P-1dB V tabulce 1 je změřen výstupní výkon P1dB. Je vidět, že zesilovač nedosahuje předpokládaného výstupního výkonu P1dB=21 dB. Je to způsobeno chybným odhadem napsaným na straně 3. Výstupní výkon P1dB=21dBm získáme za podmínky, že se oba dva stupně nacházejí v 1dB kompresním bodě. V našem případě se musí nacházet v 1dB kompresi pouze druhý stupeň. Můžeme tedy říci, že prvý stupeň není schopný plně vybudit stupeň druhý a tím nejsme schopni dosáhnout výstupního výkonu P1dB=21dB, ale výkon o 3dB menší. f [GHz] USD [V] UG [V] G [dB] P1dB [dBm] 18 3,7 9,54 22 11,76 16 25 10,58 14 Tab. 1 Změřené P1dB v daných pracovních bodech tranzistorů Pokles výkonu P1dB s rostoucí frekvencí se dá vysvětlit tím, že tranzistory přecházejí do nelineárního režimu a jejich změřené malosignálové s-parametry neodpovídají skutečnosti. Podíváme-li se na kružnice konstantního výkonového a dosažitelného zisku na obr.10,18 a hlavně na obr.21, vidíme, že se s rostoucí frekvencí snižují a roste tedy pravděpodobnost, že se v nelineárním režimu dostanou s-parametry tranzistoru mimo příslušné kružnice a klesne zisk, který má za následek snížení P1dB. Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 19 z 20

20 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Teoretické znalosti, které jsou k návrhu takovýchto mikrovlnných obvodů nutné, je možné získat v následujících předmětech nabízených katedrou elektromagnetického pole FEL ČVUT v Praze: X17PME – Planární mikrovlnná technika zabývá se různými typy mikrovlnných vedení, strukturami a návrhem pasivních planárních prvků (např. Wilkinsonovy děliče výkonu, hybridní členy, odbočnice, filtry…) X17AMO – Aktivní mikrovlnné obvody zabývá se problematikou impedančního přizpůsobování a návrhem aktivních mikrovlnných obvodů, jako jsou zesilovače, směšovače a násobiče X17CAM – CAD pro mikrovlnnou techniku základy práce v profesionálním návrhovém CAD softwaru AWR Microwave Office X17MMS – Mikrovlnné měřicí systémy zabývá se měřením mikrovlnných komponent a systémů, skalárními i přesnými vektorovými měřeními (např. měření s-parametrů tranzistoru) X17LTM – Laboratoř mikrovln, antén a optických komunikací návrh a praktická realizace mikrovlnných nebo optických komponent – projekt řeší skupina studentů (např. realizace planárního mikrovlnného děliče výkonu, optické vláknové odbočnice) Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 20 z 20

21 Vysokofrekvenční výkonový zesilovač 18-26.5 GHz
Reference: [1] Rynes M.: “Tranzistorovy vykonovy zesilovac 18-26,5 GHz”, CVUT FEL, katedra radioelektrotechniky, 2007 [2] Hoffmann K.: “Equivalent Circuit of SMD Resistors 0603 Valid up to 12 GHz”, 10th International Scientific Conference Radioelektronika 2000, September , Slovak University of Technology in Bratislava, side IV58-IV61 [3] Hoffmann K.: “Aktivní mikrovlnné obvody”, vydavatelství ČVUT, 2004 [4] Hoffmann K.: “Planární mikrovlnné obvody”, vydavatelství ČVUT, 2003 Ryneš M.:Vysokofrekvenční výkonový zesilovač strana 21 z 20