Schema zapojení, vlastnosti, funkce jednotlivých součástek

Prezentace na téma: "Schema zapojení, vlastnosti, funkce jednotlivých součástek"— Transkript prezentace:

1 Schema zapojení, vlastnosti, funkce jednotlivých součástek
Zdroj AT Schema zapojení, vlastnosti, funkce jednotlivých součástek

2 Vstupní obvody zdroje Můstkový usměrňovač s nabíjecími konden-zátory, které tvoří levou polovinu polomostu Tranzistory tvoří pravou polovinu polomostu Trannsformátory v úhlopříčce mostu Síťový filtr

3 Spínaný zdroj pro PC se skládá ze tří základních obvodových částí, které jsou navzájem galvanicky odděleny pomocí impulz-ních transformátorů. Základním dílem je síťová část. Za vstupním konektorem je připojen síťový vypínač, obvykle vždy dvojpólový. Proud ze sítě je při zapnutí omezen vysokým odporem studeného termistoru THR typu 10N10, který se teprve delším průchodem odebíraného proudu zahřívá a jeho odpor klesá na zanedbatelnou hodnotu jednotek ohmů. V proudovém okruhu fázového vodiče následuje rychlá tavná pojistka Po. Za tavnou pojistkou následuje již první filtrační kondenzátor, který zamezuje pronikání produktů spínání vlastního zdroje do rozvodné sítě (tedy ven ze zdroje). Je-li spínací kmitočet zdroje okolo 80 kHz, pak symetrická tlumivka s tímto kondenzátorem snižuje obsah střídavé složky (LC filtr)  krát.

4 Vstupní ochrany a filtry
dvojitá tlumivka na jednom jádře tavná pojistka termistor blokovací kondenzá-tory výstupní proud výkon zpět. vazba kondenzátor výstupního LC filtru se svým vybíjecím odporem kondenzátor vstupního LC filtru

5  = 2 . (2 . LTL1) . C1 = (2 .  ) , = 1668 -.  Odpor R1 je určen k vybití napětí na kondenzátoru C1, který může zůstat nabit při nevhodném okamžiku vypnutí zdroje až na napětí 324 V. Jeho hodnota se volí tak, aby časová konstanta vybíjení členu R1 C1 byla menší než zlomek sekundy:  R1 =  / C1 = 1 / 0, = , volíme např. R1 = M91. Následující trojice kondenzátorů C2, C3 a C4 bývá obvykle umístěna v jednom společném pouzdře a jejím účelem je filtrovat impulzní rušení, pronikající ze sítě do přístroje. Předpokládáme-li, že nám opět bude vadit impulzní rušení ve frekvenčním rozsahu od 10 kHz výše, pak činitel filtrace tohoto filtračního členu je:   = 2 . (2 . LTL1) . C4 = (2 .  ) , = 8 -  a pro vyšší frekvence úměrně vyšší. Kondenzátory C2 a C3 obvykle nemají požadovaný vliv symetrizace vzhledem k zemi protože většinou je vstupní svorka nulového vodiče spojena se zemí (nulovaná rozvodná soustava) na rozdíl např. od USA, kde mnohem častěji se užívají soustavy nevztažené k zemi. Tlumivky TL1 a TL2 jsou navinuty na společném toroidním jádře silným vodičem (o průměru 1,5 mm), takže mají velmi nízkou hodnotu sériového odporu (ESR cca 0,2 ). Důležitý je však způsob navinutí obou cívek vzájemně vzhledem k sobě. Pokud jsou vinuty proti sobě, pak potlačují zejména souhlasnou složku rušení, vyskytující se vzhledem k zemi a to jak procházející ze sítě do zdroje, tak ze zdroje do sítě.

6 Usměrňovač můstkový usměrňovač, často všechny diody v jednom pouzdře sériově zapojené dva shodné elektrolytické nabíjecí kondenzátory odpory zajišťující sy-metrické rozdělení napě-tí na kondenzátorech bezindukční kondenzátory pro krytí rychlých proudových špiček

7 Všechny součástky, zapojené od síťové zásuvky až ke kondenzátoru C4 lze považovat pouze za vylepšení vlastností zdroje a pro jeho funkci nejsou nezbytně nutné. První funkční součástkou je můstkový usměrňovač D1 - D4, který usměrňuje napětí sítě a sériová kombinace kondenzátorů C5 - C6 se nabíjí na vrcholovou hodnotu 324 V. Aby se napětí 324 V rozložilo na oba kondenzátory symetricky po 162 V, jsou kondenzátory překlenuty odpory R2 a R3, jejichž ohmická hodnota se volí tak, aby jimi tekl větší proud, než je rozdíl svodových proudů dIC kondenzátorů C5 a C6: R2 = R3 = uef . 2 / (2 . dIC) = 2 / ( ) = 1,55 M, volíme např. R2 = R3 = M47. Kondenzátory C7 a C8 mají za úkol odstranit zvlnění, způsobená vyššími kmitočty (na nichž mají již kondenzátory C5 a C6 příliš vysoké hodnoty vlastních indukčností). Pro požadovaný výstupní výkon 300 W je z tohoto zdroje při napětí 324 V odebírán proud cca 1 A. To představuje zvlnění stejnosměrného napětí 324 V na kondenzátorech C5 a C6 o hodnotě: p = (300 . Iz . 2) / (UC . C5) = ( ) / ( ) = 5,8 [%; mA, V, F], t. j. cca 18 V.

8 Do proudového obvodu primárního vinutí výkonového transformátoru TR2 je ještě vložen transformátor TR1 (budící impulzy pro spínací tranzistory) a TR3 (snímání hodnoty primárního proudu). Jejich parametry proud primárním vinutím TR2 příliš neovlivňují. V sérii se všemi primárními vinutími transformátorů TR1, TR2 i TR3 je zapojen důležitý kondenzátor C9 s kapacitou 0,1 F. Jeho funkce v obvodu je dvojí. Za prvé stejno-směrně přerušuje proudovou smyčku primárního proudu (např. pro případ poruchy časování tranzistorů T1 a T2), ale také umožňuje "doladit" dobu náběhu při již navi-nutém primárním vinutí TR2. Platí-li základní vztah C . U = I . t, pak lze kapacitu kondenzátoru C9 odhadnout na:  C9 = Imax . tn / Umax = / 324 = 6, F, volíme 100 nF.  Tento kondenzátor je však nutno dimenzovat nejen na napětí 324 V, ale i na průchod impulzního proudu 1 A při obou polaritách!

9

10 Aby tranzistory T1 a T2 bylo možno spínat optimálně v obdélníkovém režimu napětí na tranzistorech, je nutno nastavit pracovní bod tranzistorů pomocí odporů R12 - R17 tak, aby byly otevírány okamžitě po náběhu výstupních impulzů z vinutí TR1c a TR1b. Kondenzátory C10 a C11 slouží k urychlení sepnutí obou tranzistorů a diody D5 a D6 potom již udržují tranzistory v sepnutém stavu pomocí menšího proudu, nastaveného odpory R10 a R11. Diody D5 a D6 také chrání přechody B - E obou tranzistorů proti napěťovému přetížení v závěrném směru, které může vzniknout při vypínání primárního proudu transformátorem TR1. Diody D7 a D8 chrání tranzistory T1 a T2 proti napěťovému přepětí při vypínání proudu primárním vinutím TR2. Dimenzujeme je tedy na propustný proud 1 A, závěrné napětí 324 V a zejména na pracovní frekvenci 80 kHz! Transformátorem TR2 jsou galvanicky oddělena všechna výstupní napětí tohoto zdroje od sítě, obr Zdroj poskytuje napětí +5 V, -5 V, +12 V a -12 V proti společné výstupní zemní svorce ZEM (GND), která je potom velmi často spojována s primární zemí a v našich podmínkách nulované soustavy síťového rozvodu napětí tedy i s nulovým vodičem sítě.

11

12 Zátěží tohoto zdroje (protékanou proudem 1 A) je primární vinutí transformátoru TR2, z jehož sekundárních vinutí se odebírají jednotlivé výkony požadovaných napěťových hladin. Aby jádro transformátoru TR2 nebylo syceno stejnosměrně (t.j. aby proud, protékající jeho primárním vinutím neměl stejnosměrnou složku), je primární proud spínán dvojicí tranzistorů T1 a T2, které spínají v protifázi (je-li jeden z nich sepnut, je druhý rozepnut a naopak). Z hlediska transformátoru TR2 by bylo nejvýhodnější, kdyby se proud v jeho primárním vinutí měnil sinusově. Potom by i výstupní napětí byla sinusová a účinnost transformátoru by byla nejvyšší (ztráty minimální). To by však znamenalo potřebu měnit sinusově proud v primárním vinutí pomocí tranzistorů T1 a T1 (t.j. musely by pracovat ve třídě A) a jejich výkonová ztráta by byla vysoká. Účinnost celého zdroje by pak byla nízká. Proto jsou tranzistory buzeny tak, aby jejich napětí UCE se měnilo skokově mezi dvěma stavy Umin = UCES (tranzistor vede maximálně otevřen) a Umax = 324 V (tranzistor nevede, maximálně uzavřen). Přestože bude mít průběh napětí UCE tranzistorů T1 a T2 průběh obdélníkový, nebude mít shodný průběh i proud, protékající těmito tranzistory. Ze schematu na obr je zřejmé, že proud, resp. jeho časový průběh bude záviset na indukčnosti primárního vinutí transformátoru TR2.

13

14 Bude-li napětí 324 V připojeno na primární cívku pomocí např
Bude-li napětí 324 V připojeno na primární cívku pomocí např. tranzistoru T1 skokově (teoreticky), pak by měl proud induk-čností primárního vinutí TR2 začít narůstat lineárně (teoreticky) a růst tak dlouho, jak dlouho bude napájecí napětí 324 V k dispozici (t.j. jak dlouho bude sepnut T1). Ve skutečnosti průběh proudu primárním vinutím z výše uvede-ného teoretického důvodu nebude ani obdélníkový, ani lineární. Lze dosáhnout optimálně lichoběžníkového průběhu se zaoblenými hranami, který se může blížit průběhu sinusovému. Předpokládáme-li spínací frekvenci spínaného zdroje 80 kHz, potom polovina jedné periody signálu je dlouhá 62,5 ms. Za optimální lichoběžníkový průběh lze považovat takový průběh, kdy po 2 ms proud primárním vinutím lineárně roste, po dal-ších 20 ms je konstantní a po zbývajících 20 ms proud klesá. Z toho již vyplývají požadavky na časování spínání tranzistoru T1, neboť musí tedy být sepnut po první dvě třetiny z první poloviny periody - cca 40 ms (pro uvažovaný plný výkon!). Z těchto úvah lze teprve navrhnout hodnotu indukčnosti primárního vinutí výkonového transformátoru TR2 tak, aby při lineárním nárůstu proudu tímto vinutím z nuly (v nule času) na maximální hodnotu proudu 1 A narostl v čase 20 ms. Ze vztahu L . I = U . t určíme: Lmin = Umax . tn / Imax = / 1 = 6,2 mH.

15

16 Pro získání sekundárních napětí jsou užita zapojení dvoucestných usměrňovačů s nárazovými tlumivkami, což nejsou zapojení s nabíjecími kondenzátory, jak je v jiných zdrojích obvyklé. U spínaných zdrojů, které produkují výstupní napětí s velkými výstupními proudy se neužívají můstková zapojení pro velké úbytky napětí na dvou diodách pro každou polaritu výstupního napětí na transformátoru. RC členy (R18 - C12 a další) omezují rušení, způsobené přecho-dem diod ze stavu sepnutého do stavu rozepnutého, kdy vzniká množství harmonických kmitočtů a to zejména u rychlých Schottkyho diod. Zvlnění výstupního proudu usměrňovačů za nárazovou tlumivkou je dáno vztahem (opět např. pro výstupní napětí +12 V): p = Ivýst / (Uvýst . Ln) = = / ( ) = 1,7 [%; mA,V,H]. Stejného zvlnění by bylo možno dosáhnout s elektrolytickým kon-denzátorem o kapacitě 15 mF na napětí 12 V, ale s hodnotou ESR řádu 0,1 . Takový kondenzátor je jednak rozměrný, jed-nak finančně mnohokráte dražší, než tlumivka TL3, realizovaná na jednoduchém toroidním jádře o vnějším průměru 20 mm a to pouhými 15 závity! Užitím dostatečně silného vodiče (1,5 mm) pak získáme dostatečně malou hodnotu ESR řádu 0,1 !

17 Výstup 5V dvě antiparalelní vinutí nárazové tlumivky, která je současně tlumivkou prvního LC filtru sekundární vinutí výkono-vého transformátoru tlumivka druhého LC filtru konden-zátor druhého LC filtru odru-šovací RC člen kondenzátor prvního LC filtru průřez jádra dvojitá Schottkyho dioda, obě diody spojeny katodami v pouzdře

18 Zvlnění výstupních napětí za nárazovými tlumivkami jsou však ještě dále filtrována pomocí LC filtrů, jejichž součástí jsou nárazové tlumivky (pokud by se užil pouze nabíjecí kondenzátor, filtroval by také v RC členu spolu s odpory transformátoru a diod, ale málo) - opět např. pro výstup +12 V:  = 2 . LTL3 . C13 = (2 .  ) , = 8,5.106 -, takže činitel filtrace se zdá nesmyslně vysoký. Omyl zde však vzniká tím, že impedance kondenzátoru C13 na kmitočtu 80 kHz není jak bychom očekávali: XC13 = 1 / (2 .  . f . C13) = 1 / (2 .  ,4.10-3) = 0,9 m, ale Z = ESR + XC13 . Za zmínku dále ještě stojí vinutí jednotlivých tlumivek. Tlumivky TL4, TL10 a TL11 jsou vinuty a ferritových tyčkách, tedy s neuzavřeným jádrem. Toto si můžeme dovolit právě jen u těch tlumivek, které nejsou protékány velkou střídavou složkou proudu, která by vyzařovala střídavé elektromagnetické pole rozevřenými siločarami do okolí. Navíc nesmíme uzavřít jejich jádro z důvodu stejnosměrného posuvu pracovního bodu na jejich hysterezní smyčce do oblasti nízkých hodnot permeability (přesycení jádra).

19 Jádro cívek TL3, 5, 6, 7 a TL9 je naopak společné a uzavřené - TOROID.
Dosahujeme tím malého rozptylu elektromagnetického pole, buzeného proudem se značnou střídavou složkou, jednak zvýšení indukčnosti. Musíme ale zabezpečit, že stejnosměrné buzení nepřesytí jádro do saturace hysterezní křivky. Toho je dosaženo jednak dvěma antiparalelně vinutými tlumivkami na zdroji s nejvyšším odběrem (tlumivky TL7 a TL8 na zdroji +5 V / 20 A) a antiparalelním vinutím cívek ostatních tak, aby algebraický součet jejich stejnosměrných složek proudu (tedy s ohledem na směr magnetizace jádra) byl pokud možno nulový. Jak je to provedeno konkrétně již závisí na odběrech z jednot-livých zdrojů a předem bez znalosti jednotlivých zátěží se to určit přesně nedá. Je nutno vždy počítat s jistou malou nevykompen-zovanou nesymetrií, ale ta obvykle u ferritových jader nevadí, "vzduchové" mezery jsou i mezi jednotlivými ferromagnetickými zrny a ferrit se tak snadno tedy nepřesytí.

20

21 Poslední částí spínaného napájecího zdroje je řídicí část, generující impulzy do vstupních vinutí transformátoru TR1. I tato část je galvanicky (pomocí TR1 a TR3) oddělena od částí ostatních a má s nimi opět pro-pojenu pouze svorku zem (GND) a napájecí napětí +12 V z části výstupní. Tato řídicí část se skládá ze dvou funkčně odlišných podskupin, kde jedna osazená integrovaným obvodem TL494 je vlastním gene-rátorem impulzů a druhá zajišťuje velmi specifickou funkci kombinace výstupních napětí pro potřeby zpětnovazební smyčky.   Napájecí napětí pro tuto řídicí část zapojení je získáváno ze zdroje 12 V (samostatně filtrovaného pomocí TL5 a C15). Toto napětí je spínáno pomocí dvou spínacích tranzistorů T3 a T4 na dvě při- mární symetrická vinutí impulzního trans- formátoru TR1 - TR1d, TR1e. Tyto tran- zistory jsou buzeny ze dvou protitaktních výstupů (piny 8 a 11) integrovaného obvodu TL494. Protože jsou báze tranzistorů T3 a T4 napájeny napěťově z děličů R20 - R23, resp. R21 - R24, je jejich potenciál dán polovinou napětí napá-jecího (jejich hod- noty jsou téměř shodné 1k8 a 1k2) a může dosahovat hodnoty okolo 5 V. Emitory obou tranzistorů jsou propojeny navzájem a se zemí jsou spojeny přes dvojici diod D18 - D19, jejichž existence je významná pro dokonalé rozepnutí tranzistorů. Jsou-li diody typu Si, je potenciál obou emitorů vzhledem k zemi VE = 2 UF = 1,4 V.

22 Protože na diodě báze - emitor tranzistorů T3 a T4 však může být úbytek napětí také pouze okolo UBE = 0,7 V, potenciál jejich bází klesá na hodnotu cca VB = 2,1 V při současném velmi tvrdém proudovém buzení tranzistorů. Tím by oba tranzistory byly velmi kvalitně sepnuty a oběma kolektorovými vinutími TR1d a TR1e protékají proudy ze zdroje 12 V. Při spínání vnitřních tranzistorů T1 a T2 uvnitř TL494 je však u takovýchto vnitřních tranzistorů jejich napětí UCE = UCES < 1V. Tím klesá potenciál bází VB externích tranzistorů T3 (případně T4) na hodnotu VB = 1 V. Potenciál emitorů je však zachováván druhým z tranzistorů, který je sep-nut. První tranzistor (se zkratovanou bází) má tedy přechod B-E polari-zován závěrným napětím UBE = VB - VE = 1 - 1,4 = - 0,4 V a je tedy tvrdě uzavřen. Protože však při reálném provozu jsou tranzistory T1 a T2 v TL494 spínány protitaktně, jsou protitaktně spínány i tranzistory externí T3 a T4.

23 Kondenzátor C21 o kapacitě 10 F filtruje napětí 1,4 V na diodách D18 a D19. Diody D20 a D21 jsou ochranné proti napěťovému přetížení tranzistorů T3 a T4 v případě vypínání proudu indukční zátěží (vinutí TR1e a TR1d). Maximální hodnota proudu do těchto vinutí je omezena odporem R22 na hodnotu: Imax = (Un - UFD22 - UFD18 - UFD19 - UCEST3,4) / R22 = = (12 - 0,7 - 0,7 - 0,7 - 1) / = 8,9 mA. Všechny uvedené diody, pokud mají vykazovat funkci diod, musí pracovat spolehlivě na kmitočtu 80 kHz, t.j. jejich spínací a rozpínací doby by se měly pohybovat pod mikro- sekundu.

24 Vnitřní zapojení obvodu TL494

25 Prohlédneme-li si vnitřní svorku UCC pro připojení kladného napájecího napětí (v našem případě UCC = 12 V). Toto napájecí napětí je přivedeno (kromě napájení interních obvodů) i na invertující vstup komparátoru K3, kde je porovnáváno s napětím 4,9 V, připojeným mezi neinvertující vstup K3 a zem obvodu (pin 7 = GND). Pokud by vstupní napětí bylo menší, než cca 5 V, pak výstup tohoto komparátoru K3 překlopí do kladné hodnoty výstupu (logická jednička, H). Protože je výstup K3 připojen na jeden ze vstupů logického obvodu NOR, dojde k zablokování výstupních impulzů a zastavení činnosti obvodu. Funkce takového obvodu je označována jak UVLO (UNDER VOLTAGE LOCK OUT = obvod, reagující na podpětí vypnutím výstupu). Z napájecího napětí je odvozováno i napětí referenční UREF = 5 V, které je v obdobném obvodu UVLO komparováno pomocí K4 s napětím 3,5 V. Opět výstup K4 v případě nedostatečné velikosti UREF zablokuje průchod impulzů hradlem NOR.

26 Obvod TL494 obsahuje i vý-znamný ovládací vstup (pin 13) pro řízení způsobu buzení výstupních tranzistorů. Jeho funkce je opět patrna na obr., kde vstup OUT CTRL je přiveden na vstupy dvou hradel AND. Přivedeme-li na vstup OUT CTRL úroveň logické jedničky, prochází impulzy z výstupů Q obvodu D na výstup obvodů AND podle pravdivostní tabulky. Vyplývá z toho protifázové buzení koncových tranzistorů při U13 = H, t.j. buzení dvojice tranzistorů ve dvojčinném zapojení. Naopak při U13 = L jsou oba výstupní obvody NOR buzeny soufázově a interní tranzistory T1 a T2 lze propojit paralelně a zdvojnásobit tak proud pro buzení jednoho tranzistoru externího.

27 komparátor zaručené mini-mální doby nepřesahu spínání
klopný obvod typu D Čtyřvstupový NOR zabezpečuje kromě blokování činnosti při UCC < UCCmin a UREF < UREFmin také minimální dobu rozepnutí exter-ních tranzistorů T3 a T4 pomocí komparátoru K1 (DEAD TIME CTRL). Nelze totiž připustit, aby v jednom časovém okamžiku sepnuly oba výkonové spínací tranzistory T1 a T2 , způsobilo by to zkrat zdroje 324 V. PWM komparátor UVLO komparátory

28 Oscilátor pomocí prvků RT a CT má nastavenu frekvenci, měřitelnou na pinu 5 (pilový průběh).
Propojením pinu 4 (DEAD TIME CTRL) se zemí je nastavena minimální doba rozepnutí externích tranzistorů komparací pilového průběhu s pomocným napětím 0,12 V, které je připojeno na neinvertující vstup komparátoru K1. Až teprve po nárůstu napětí U5 nad hodnotu 0,12 V překlopí výstup komparátoru K1 do nízké výstupní úrovně (L) a uvolní tak možnost sepnutí externích tranzistorů přes čtyřvstupové hradlo NOR. Zvýšením potenciálu pinu 4 do kladných hodnot zvýšíme i komparační napětí neinvertujícího vstupu K1 a zvýšíme tak dobu minimálního rozepnutí obou externích tranzistorů. Toho se dosáhne tak, že se prodlouží doba úrovně H na výstupu čtyřvstupového hradla NOR, prodlouží se doba sepnutí interních tranzistorů T1 a T2 (které zkracují dobu sepnutí externích tranzistorů T3 a T4).

29 Komparátor K2 je PWM komparátor (PULSE WIDTH MODULATION = pulzně - šířková modulace), který převádí velikost výstupního napětí z obou OZ na neinvertujícím vstupu K2 na šířku výstupního impulzu na výstupu K2. Pro možnost zpracování více zpětnovazebních veličin najednou je pin 3 uspořádán jako společný výstup dvou chybových operačních zesilovačů OZ1 a OZ2. Zabudovaný zdroj proudu 0,7 mA vytváří na vstupním odporu neinvertujícího vstupu K2 úbytek napětí cca 0,7 V (vstup má odpor 1 k), pokud k němu výstupy OZ1 a OZ2 "nepřidávají" své další přírůstky napětí. Pokud nikoliv, tak je pilové napětí superponované na předpětí 0,7 V invertujícího vstupu K2 komparováno s napětím 0,7 V, připojeným pomocí zdroje proudu 0,7 mA na vstup neinvertující. Napětí na inver-tujícím vstupu K2 je tedy vždy kladnější než napětí na vstupu invertujícím a na výstupu K2 je úroveň logické nuly (L).

30 Pokud z nějakých důvodů vzroste výstupní napětí na výstupu některého z OZ (OZ1 či OZ2) nad hodnotu 0,7 V (to je propustné napětí Si diod D1, D2, zapojených v jejich výstupech) - proto zvolena hodnota 0,7 mA u zdroje proudu, pracujícího do vstupního odporu 1 k, proto zvolena hodnota komparačního napětí 0,7 V v neinvertujícím vstupu K2], klesá délka výstupních impulzů z výstupu K2. Diody D1 a D2 musí být užity pro vytvoření „Booleovského analogového součtu" analogových výstupních napětí obou výstupů OZ, kdy musí platit pro neinvertující vstup K2 napěťová hodnota vyššího z nich (a výstup s nižším napětím nesmí být zničen).

31 Zapojení váhové logiky zpětné vazby

32 Celý kombinační obvod popisovaného spínaného zdroje je na přípravku znázorněn pouze schematicky. Vstupují do něj všechna výstupní napětí (vstupy E, F, G, H) a vystupuje z něj informace PG = PWR GOOD = POWER GOOD = napájení dobré) - výstup J a čtyři spoje s řídicím obvodem A,B,C a D. Pomocí sekundárního vinutí transformátoru jehož primární vinutí je v úhlopříčce polomostu dostáváme informaci o velikosti proudu v této úhlopříčce a tato infor-mace je také jednou ze zpětnovazebních veličin. Detailní vysvětlení a hlavně výpočet těchto popisovaných obvodů je prakticky nemožný bez počítače, na kterém by se uvedený obvod (při znalosti charakteristik diod D23, D24 a D25) namodeloval. Sledování změn napětí v bodě C v závislosti na změnách zátěže jednotlivých výstupních napětí by teprve ukázalo dokonalost tohoto obvodu.