Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz Ing. Martin Randus 2007 ČVUT - Fakulta elektrotechnická Katedra elektromagnetického pole

Požadované parametry zesilovače Zisk zesilovače: G ≥ 10 dB Koeficient odrazu na vstupu a výstupu: ΓIN, ΓOUT ≤ -10 dB Výstupní výkon v bodě 1dB komprese: P-1dB ≥ 20 dBm K dispozici jsou pouzdřené tranzistory HEMT typu EPA018A-70 a změřené malosignálové s-parametry tranzistoru. Hodnota typického výstupního výkonu tranzistoru uvedená v katalogovém listu je 20 dBm. S-parametry jsou změřeny v referenční rovině uprostřed tranzistoru. Proto je třeba provést transformaci těchto s-parametrů na hranice pouzdra tranzistoru – tak, jak je to zobrazeno na obr. 1. To se provede připojením dvou úseků 50Ω vedení (na kterém bylo měření provedeno), které mají každý délku odpovídající polovině délky pouzdra tranzistoru (obr. 2). Gate tranzistoru zpravidla bývá označen tečkou (obr. 1). S G D [S] Obr. 1 Referenční roviny tranzistoru Obr. 2 Transformace referenčních rovin tranzistoru ze středu pouzdra na hrany pouzdra tranzistoru Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 2 z 19

Princip balančního zesilovače Balanční zesilovače jsou složeny ze dvou identických zesilovacích bloků, které jsou zapojeny do tzv. balanční struktury. Dvě možné realizace balančního zesilovače jsou uvedeny na obr. 3 a 4. Princip balanční struktury spočívá v tom, že vstupní výkon je rozdělen na poloviny a tyto dílčí signály přicházejí na vstupy zesilovačů s 90˚ vzájemným fázovým posuvem. Vlny odražené od vstupů zesilovačů jsou pak pohlceny v zakončovacích odporech Z0 (obr. 1), nebo v odporech zajišťujících izolaci mezi výstupními branami 3dB děliče výkonu (obr. 4). Tím lze dosáhnout dobrého a širokopásmového přizpůsobení na vstupu zesilovače. Na výstupu je situace obdobná. Ve slučovači výkonu na výstupu balančního zesilovače se dílčí zesílené signály sčítají ve fázi. Výstupní výkon v době 1dB komprese zisku je v ideálním případě o 3 dB větší než výkon jednoho dílčího zesilovače. Obr. 3 Balanční zesilovač s kvadraturními členy Obr. 4 Balanční zesilovač s 3dB děliči výkonu se soufázovými výstupy Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 3 z 19

Návrh bloku zesilovače (1) 1. Volba pracovního bodu tranzistoru Pro dosažení největšího výstupního výkonu tranzistoru použijeme největší dovolené napájecí napětí UDS = 6 V a proud IDS = 0,5 IDSS = 30 mA. 2. Rolettův činitel stability Vypočítáme velikost Rolettova činitele stability použitého tranzistoru (obr. 5) – v AWR Microwave Office lze použít měření \Linear\K. V daném frekvenčním pásmu 12-18 GHz je K < 1, tzn. že tranzistor je potenciálně nestabilní. Nelze ideálně přizpůsobit na vstupu a výstupu zároveň. Body ideálního přizpůsobení ΓG,opt a ΓL,opt nelze vypočítat. K návrhu tedy použijeme kružnice konstantního dosažitelného zisku a konstantního výkonového zisku. Obr. 5 Rolettův činitel stability použitého tranzistoru Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 4 z 19

Návrh bloku zesilovače (2) Obr. 6 Definice referenčních rovin při návrhu jednotranzistorového zesilovače 3. Vynesení kružnic konstantního dosažitelného zisku v rovině ΓG Pro vynesení kružnic lze v AWR Microwave Office použít měření \Linear\Circle\GAC_MAX. 4. Vynesení kružnic stability tranzistoru v rovině ΓG Pro vynesení kružnic stability tranzistoru ve vstupní rovině lze v AWR Microwave Office použít měření \Linear\Circle\SCIR1. 5. Vynesení kružnic konstantního výkonového zisku v rovině ΓL Pro vynesení kružnic lze v AWR Microwave Office použít měření \Linear\Circle\GPC_MAX. 6. Vynesení kružnic stability tranzistoru v rovině ΓL Pro vynesení kružnic stability tranzistoru ve výstupní rovině lze v AWR Microwave Office použít měření \Linear\Circle\SCIR2. Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 5 z 19

Návrh bloku zesilovače (3) 7. Návrh vstupního přizpůsobovacího obvodu Vstupní přizpůsobovací obvod navrhneme tak, aby vytvářel „vhodný“ průběh bodů ΓG. Body ΓG odpovídají bodům S22 vstupního přizpůsobovacího obvodu. Přizpůsobovací obvod musí obsahovat prvek, který provádí stejnosměrné oddělení – kondenzátor nebo vertikální pahýl s otevřeným koncem. Po základním návrhu přizpůsobovacího obvodu musíme také připojit napájecí filtry a provést doladění. K návrhu a a základnímu ladění struktury obvodu je nejvhodnější použít manuální tuner – optimalizace je téměř nepoužitelná. 8. Návrh výstupního přizpůsobovacího obvodu Výstupní přizpůsobovací obvod navrhneme obdobně – tak, aby vytvářel „vhodný“ průběh bodů ΓL. Body ΓL odpovídají bodům S11 výstupního přizpůsobovacího obvodu. Obr. 7 Zjednodušený layout bloku zesilovače – napájecí filtry nejsou zobrazeny Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 6 z 19

Návrh bloku zesilovače (4) Reprezentace planárních obvodů schématem v AWR Microwave Office Na obr. 8 je uvedeno schéma vstupního přizpůsobovacího obvodu (port 2 je připojen na Gate tranzistoru). Pro úseky mikropáskových vedení, diskontinuity jako jsou např. T-spojení, skokové změny šířky mikropásku, a další, existují v AWR Microwave Office vhodné obvodové modely, do kterých lze zadat fyzické rozměry jednotlivých komponent. Ve schématu je také možné vidět bloky – dvojbrany, které obsahují hodnoty rozptylových parametrů. Blok SUBCKT S1 obsahuje ze souboru načtené rozptylové parametry vertikálního pahýlu, které byly získány z 3D simulátoru elektromagnetického pole CST Microwave Studio (simulovaná struktura je uvedena na obr. 9) a dále blok SUBCKT S2, který obsahuje podschéma, ve kterém je vytvořen napájecí filtr. Obr. 9 Struktura vertikálního pahýlu v mikropáskovém vedení v 3D simulátoru elektromagnetického pole CST Microwave Studio. Obr. 8 Obvodové schéma vstupního přizpůsobovacího obvodu v AWR Microwave Office Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 7 z 19

Návrh bloku zesilovače (5) Průběhy bodů ΓG a ΓL v příslušných rovinách jsou zobrazeny na obr. 10 a 11. Obr. 10 Průběhy bodů ΓG, kružnice konstantního dosažitelného zisku (GAC) a kružnice stability tranzistoru ve vstupní rovině (SCIR1). Obr. 11 Průběhy bodů ΓL, kružnice konstantního výkonového zisku (GPC) a kružnice stability tranzistoru ve výstupní rovině (SCIR2). Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 8 z 19

Návrh bloku zesilovače (6) Výsledky simulací bloku zesilovače jsou uvedeny na obr. 12 a 13. Obr. 12 Výsledky simulace parametrů zesilovače v AWR Microwave Office ve frekvenčním pásmu 0-25 GHz. Obr. 13 Výsledky simulace parametrů zesilovače v AWR Microwave Office ve frekvenčním pásmu 11-19 GHz. Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 9 z 19

Podklady pro výrobu bloku zesilovače Obr. 14 Layout bloku zesilovače v AWR Microwave Office Obr. 15 3D pohled na layout bloku zesilovače v AWR Microwave Office Obr. 16 Exportovaná maska pro výrobu měděného motivu fotocestou Obr. 17 Realizovaný blok zesilovače Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 10 z 19

Změřené parametry bloku zesilovače Obr. 18 Měření ze strany vstupu zesilovače (vertikální měřítko je 10 dB/dílek): 1 – koeficient odrazu na vstupu 2 – zisk zesilovače Obr. 19 Měření ze strany výstupu zesilovače (vertikální měřítko je 10 dB/dílek): 1 – koeficient odrazu na výstupu 2 – zpětný přenos zesilovače Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 11 z 19

Balanční zesilovač Jak již bylo uvedeno dříve, balanční zesilovač vznikne zapojením dvou identických bloků zesilovače do balanční struktury. K vytvoření balanční struktury byly použity 3dB Wilkinsonovy děliče výkonu. Nutný 90˚ fázový posuv je zajištěn pomocí čtvrtvlnných úseků vedení. Na vstupu zesilovače byl použit jednoduchý Wilkinsonův dělič výkonu, na výstupu pak dvoustupňový Wilkinsosnův dělič výkonu podle Cohna. Výsledky simulací v AWR Microwave Office jsou uvedeny na obr. 20 a 21. Povšimněte si především toho, jak výrazně byly balanční strukturou potlačeny odrazy na vstupu a výstupu zesilovače oproti případu jednoduchého bloku zesilovače (viz obr. 12 a 13). Obr. 20 Výsledky simulace parametrů zesilovače v AWR Microwave Office ve frekvenčním pásmu 0-25 GHz. Obr. 21 Výsledky simulace parametrů zesilovače v AWR Microwave Office ve frekvenčním pásmu 11-19 GHz. Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 12 z 19

Podklady pro výrobu balančního zesilovače Obr. 22 Layout balančního zesilovače v AWR Microwave Office Obr. 23 3D pohled na layout balančního zesilovače v AWR Microwave Office Obr. 24 Exportovaná maska pro výrobu měděného motivu fotocestou Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 13 z 19

Realizace balančního zesilovače Obr. 25 Realizovaný balanční zesilovač (50 x 25 mm) Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 14 z 19

Změřené parametry balančního zesilovače (1) Obr. 26 Měření ze strany vstupu zesilovače (vertikální měřítko je 10 dB/dílek): 1 – koeficient odrazu na vstupu 2 – zisk zesilovače Obr. 27 Měření ze strany výstupu zesilovače (vertikální měřítko je 10 dB/dílek): 1 – koeficient odrazu na výstupu 2 – zpětný přenos zesilovače Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 15 z 19

Změřené parametry balančního zesilovače (2) f [GHz] 12 15 18 P-1dB [dBm] 20,31 20,39 20,01 Tab. 1 Body 1dB komprese zisku realizovaného balančního zesilovače Obr. 28 Změřené závislosti výstupního výkonu navrženého balančního zesilovače na velikosti vstupního výkonu Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 16 z 19

Závěr Byl proveden návrh a realizace širokopásmového balančního tranzistorového zesilovače středního výkonu pro frekvenční pásmo 12 – 18 GHz. Názorně byl v jednotlivých krocích ukázán postup návrhu balančního zesilovače a také kroky vedoucí k fyzické realizaci zesilovače, včetně způsobu generování podkladů pro výrobu zesilovače v planární technologii. Byly uvedeny výsledky simulací bloku zesilovače a celého balančního zesilovače pomocí návrhového softwaru AWR Microvawe Office. Dále byly uvedeny výsledky skalárních měření na realizovaných vzorcích – na vzorku jednoho bloku zesilovače a potom na celém balančním zesilovači, včetně měření závislosti výstupního výkonu zesilovače na vstupním výkonu (měření bodu 1dB komprese zisku). Uvedená balanční struktura zesilovače může být použita i vícenásobně – hierarchicky. Příkladem takového použití balanční struktury je dvoustupňový širokopásmový zesilovač středního výkonu pro frekvenční pásmo 12 – 18 GHz, který je uveden na obr. 29. Zisk tohoto zesilovače je G ≥ 15 dB a výstupní výkon v bodě 1dB komprese zisku je P-1dB ≥ 22 dBm. Obr. 29 Širokopásmový zesilovač středního výkonu (P-1dB ≥ 22 dBm) 12 – 18 GHz využívající vícenásobné balanční struktury Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 17 z 19

Závěr Teoretické znalosti, které jsou k návrhu takovýchto mikrovlnných obvodů nutné, je možné získat v následujících předmětech nabízených katedrou elektromagnetického pole FEL ČVUT v Praze: X17PME – Planární mikrovlnná technika zabývá se různými typy mikrovlnných vedení, strukturami a návrhem pasivních planárních prvků (např. Wilkinsonovy děliče výkonu, hybridní členy, odbočnice, filtry…) X17AMO – Aktivní mikrovlnné obvody zabývá se problematikou impedančního přizpůsobování a návrhem aktivních mikrovlnných obvodů, jako jsou zesilovače, směšovače a násobiče X17CAM – CAD pro mikrovlnnou techniku základy práce v profesionálním návrhovém CAD softwaru AWR Microwave Office X17MMS – Mikrovlnné měřicí systémy zabývá se měřením mikrovlnných komponent a systémů, skalárními i přesnými vektorovými měřeními (např. měření s-parametrů tranzistoru) X17LTM – Laboratoř mikrovln, antén a optických komunikací návrh a praktická realizace mikrovlnných nebo optických komponent – projekt řeší skupina studentů (např. realizace planárního mikrovlnného děliče výkonu, optické vláknové odbočnice) Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 18 z 19

Doporučená literatura [1] Hoffmann, K., Hudec, P., Sokol, V. Aktivní mikrovlnné obvody. Praha: Vydavatelství ČVUT, 2004. ISBN 80-01-02936-0. [2] Hoffmann, K. Planární mikrovlnné obvody. Praha: Vydavatelství ČVUT, 2003. ISBN 80-01-02115-7. [3] Vendelin, G. D., Pavio, A. M., Rhode, U. L. Microwave Circuit Design Using Linear and Nonlinear Techniques, 2nd Ed. Hoboken, New Jersey: Wiley, 2005. ISBN 0-471-41479-4. Randus, M.: Balanční tranzistorový zesilovač 12-18 GHz strana 19 z 19